PSRR，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

來(lái)源：整理時(shí)間：2023-08-30 05:47:38 編輯：智能門(mén)戶手機(jī)版

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1，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些
2，求助帶隙基準(zhǔn)PSRR的提高方法
3，電源抑制比計(jì)算公式
4，LDO的PSRR怎么看
5，電源抑制比的PSRR
6，運(yùn)算放大器的測(cè)量

1，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

在隨機(jī)試驗(yàn)中測(cè)定或觀察的量就稱為隨機(jī)變量隨機(jī)變量本身自己就是變量，所以它可以是自變量，也可以使因變量，還可以是無(wú)關(guān)變量。如：在回歸分析中,因變量 y 是隨機(jī)變量,自變量 x 也可以是隨機(jī)變量,

什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

2，求助帶隙基準(zhǔn)PSRR的提高方法

基準(zhǔn)：給電源加上1v交流值（acm=1），dc不變，仿ac，直接plot vref輸出（db20）運(yùn)放：同上

首先，你要根據(jù)你的帶隙基準(zhǔn)結(jié)構(gòu)，計(jì)算各種偏差對(duì)輸出電壓的影響，包括電流鏡失配，電阻匹配誤差和絕對(duì)誤差，BJT誤差，運(yùn)放失調(diào)等。一般電流鏡匹配誤差，運(yùn)放失調(diào)影響比較大。你可以從這兩方面考慮減小偏差。

求助帶隙基準(zhǔn)PSRR的提高方法

3，電源抑制比計(jì)算公式

PSRR = 20log[(Ripple(in) / Ripple(out))]

電源抑制比計(jì)算公式

4，LDO的PSRR怎么看

問(wèn)題 LDO的PSRR怎么看?主回答PSRR是隨紋波頻率增大而降低的，規(guī)格書(shū)中一般都會(huì)標(biāo)出1KHz下的PSRR值，70dB以上對(duì)付大部分應(yīng)用就足夠了，多數(shù)品牌低輸入電壓的LDO都可以達(dá)到，也就是不到0.3RMB的價(jià)格，但高輸入電壓的LDO，這個(gè)參數(shù)一般只在40~50dB，再大的價(jià)格就要貴不少了。

所謂的PSRR，看定義是輸出端對(duì)輸入端文波的抑制能力，在選擇的時(shí)候，就要看你實(shí)際電路中，LDO的輸入腳紋波是多大的？對(duì)于LDO的輸出測(cè)，或者終端的用電元件，要求的文波是多少？有了這兩個(gè)數(shù)據(jù)，才好計(jì)算下你的電路中LDO的PSRR的最低要求是多少。實(shí)際的電路千變?nèi)f化，不好直接給出來(lái)50dB夠用還是70dB夠用，要看你的具體應(yīng)用。

PSRR是隨紋波頻率增大而降低的，規(guī)格書(shū)中一般都會(huì)標(biāo)出1KHz下的PSRR值，70dB以上對(duì)付大部分應(yīng)用就足夠了，多數(shù)品牌低輸入電壓的LDO都可以達(dá)到，也就是不到0.3RMB的價(jià)格，但高輸入電壓的LDO，這個(gè)參數(shù)一般只在40~50dB，再大的價(jià)格就要貴不少了。查看原帖>>

5，電源抑制比的PSRR

基本計(jì)算公式為：PSRR = 20log[(Ripple(in) / Ripple(out))]PSRR 的單位為分貝(dB)，采用對(duì)數(shù)比值。從上面的式子可以看出，影響輸出信號(hào)的因素除了電路本身之外，還受到了供電電源的影響。PSRR 是一個(gè)用來(lái)描述輸出信號(hào)受電源影響的量，PSRR 越大，輸出信號(hào)受到電源的影響越小。還可得出，輸出電壓 Vout 是 Vin 與電源電壓 VCC 的函數(shù)。如果輸入信號(hào) Vin 變化了 ⊿Vin，輸出信號(hào)的變化量 ⊿Vout 是由輸入到輸出的電壓增益 Av 乘以輸入電壓的變化量 ⊿Vin。如果把電源電壓變化 ⊿VCC 看作一個(gè)很小信號(hào)，由于電源電壓變化導(dǎo)致的輸出電壓的變化量 ⊿Vout 則為電源電壓到輸出的電壓增益 Avo 乘以電源電壓變化量 ⊿VCC。不穩(wěn)定的供電電壓勢(shì)必會(huì)影響輸出信號(hào)的波形，影響的幅度取決于 PSRR。所以需要側(cè)重于運(yùn)放等的去耦設(shè)計(jì)和電源的設(shè)計(jì)（通常較多用 LDO 線性電源給運(yùn)放供電）。PSRR 是在單位閉環(huán)增益情況下得到的，因此在負(fù)反饋應(yīng)用中引起的輸出變化需乘以閉環(huán)增益。一般地，PSRR 有 3個(gè)具體參數(shù)：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示從某個(gè)電源端或兩個(gè)電源端分別或同時(shí)異向低頻變化，在運(yùn)放差分輸入端引入的傳輸或影響量值。如上所分析的：⊿Vps=1V 的電源變化，在 PRSS=80dB 運(yùn)放輸入端，導(dǎo)致 ⊿Vdi=100uV 的變化（PSRR=20log⊿Vps/⊿Vdi）。于是運(yùn)放輸出電壓產(chǎn)生的變化：⊿Vo=⊿Vdi（1+Rf/Ri）；Rf--反饋電阻，Ri--輸入電阻。再來(lái)談?wù)?PSRR 與音質(zhì)的關(guān)系。聲音質(zhì)量是用戶接口的重要因素之一，其中，音頻放大器的作用是對(duì)輸入信號(hào)放大，同時(shí)抑制噪聲。在放大器中，一個(gè)主要噪聲源是電源線路本身。通過(guò)從 PSRR 切入，我們就可以分析出放大器如何放大輸入信號(hào)，并抑制電源線引入噪聲的性能。在此情況下，放大器自身的 PSRR 指標(biāo)更加重要。放大器的 PSRR 越高，越有利于設(shè)計(jì)。簡(jiǎn)而言之，性能提高 3dB，代表系數(shù)為 2。舉例說(shuō)，提供 6dB 更佳性能的放大器，其降噪性能將會(huì)提高 4 倍。而且，對(duì)于耳機(jī)驅(qū)動(dòng)器來(lái)說(shuō) PSRR 是一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。為了保證合理的信噪比，必須抑制電源在耳機(jī)放大器輸出端產(chǎn)生的噪聲。例如，基于 CD 或 DVD 播放器的動(dòng)態(tài)范圍能夠達(dá)到 90dB，假如有 100mV 的噪聲疊加在音頻電源電壓上，而且絕大部分噪聲頻譜位于音頻頻帶以內(nèi)，為保持 90dB 的動(dòng)態(tài)范圍、耳機(jī)驅(qū)動(dòng)器的輸出噪聲必須將低至 30mV 以內(nèi)。這樣，耳機(jī)驅(qū)動(dòng)器的 PSRR 必須在感興趣的頻帶內(nèi)高于 70dB。為在音頻范圍內(nèi)達(dá)到如此高的電源抑制比，需要嚴(yán)謹(jǐn)?shù)碾娐吩O(shè)計(jì)，特別是放大器對(duì)電源噪聲的抑制能力。大多數(shù)運(yùn)算放大器在直流附近具有非常高的 PSRR，但隨著頻率的升高，PSRR 會(huì)急劇下降(通常為 -20dB/十倍頻程)，許多運(yùn)算放大器的 PSRR 在 20kHz 頻點(diǎn)處已經(jīng)跌落到 40dB 以下。有些 DC/DC 轉(zhuǎn)換器在音頻頻譜的高頻端存在較強(qiáng)的噪聲，雖然人耳幾乎聽(tīng)不到這個(gè)頻段的噪聲，但可以檢測(cè)到它們?cè)诙鷻C(jī)輸出端產(chǎn)生的噪聲。許多音頻 DAC(或CODEC) 帶有耳機(jī)驅(qū)動(dòng)器，但人們很少留意其 PSRR 指標(biāo)；而且，這些產(chǎn)品的Datasheet 也很少給出 PSRR 隨頻率的變化曲線。如果耳機(jī)放大器缺乏足夠高的 PSRR，可以采用一個(gè)外部 LDO 為耳機(jī)放大器提供一個(gè)低噪聲電源。音頻電路中比較通用的供電電源是 +5V，采用 LDO 能夠獲得足夠的電源抑制比，但使某些節(jié)點(diǎn)處的電壓可能跌至 4.7V 左右。隨著集成度不斷提高，電源電流的量級(jí)要求也日益增加。終端用戶希望能延長(zhǎng)電池使用時(shí)間，即需要非常高效的 DC/DC 轉(zhuǎn)換過(guò)程、使用效率更高的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器。然而與線性穩(wěn)壓器相比，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器會(huì)在電源線中產(chǎn)生更多紋波。綜上，PSRR 在 ADC、DAC、RF 等應(yīng)用方面都是一個(gè)很關(guān)鍵的參數(shù)，值得設(shè)計(jì)者留意。

6，運(yùn)算放大器的測(cè)量

原發(fā)布者:sxj7992020128.1求和運(yùn)算電路8.2積分和微分運(yùn)算電路8.3對(duì)數(shù)和指數(shù)運(yùn)算電路8.4模擬乘法器及其應(yīng)用8.5有源濾波器[引言]：運(yùn)算電路是集成運(yùn)算放大器的基本應(yīng)用電路，它是集成運(yùn)放的線性應(yīng)用。討論的是模擬信號(hào)的加法、減法積分和微分、對(duì)數(shù)和反對(duì)數(shù)（指數(shù)）、以及乘法和除法運(yùn)算。為了分析方便，把運(yùn)放均視為理想器件：（1）開(kāi)環(huán)電壓增益Au=（2）Ri=，R=0，（3）開(kāi)環(huán)帶寬BW=（4）當(dāng)UP=UN時(shí)，Uo=0。沒(méi)有溫漂因此，對(duì)于工作在線性區(qū)的理想運(yùn)放應(yīng)滿足：“虛短”：即U+=U-；“虛斷”：即I+=I-=0本章討論的即是上述“四字法則”靈活、大膽的應(yīng)用。8.1求和運(yùn)算電路一、反相輸入求和電路二、同相輸入求和電路三、雙端輸入求和電路一、反相輸入求和電路在反相比例運(yùn)算電路的基礎(chǔ)上，增加一個(gè)輸入支路，就構(gòu)成了反相輸入求和電路，見(jiàn)圖12.01。此時(shí)兩個(gè)輸入信號(hào)電壓產(chǎn)生的電流都流向RfR。所以輸出是兩輸入信號(hào)的比例和。當(dāng)R1相之和。2Rf時(shí)，輸出等于兩輸入反vo(iRi1fii2)RRvo(vi1ffvi2)Rv1vi2R2i1()Rf(Rvi1vi21R2)RfRf(vi1vi2)R1R2圖12.01反相求和運(yùn)算電路二、同相輸入求和電路在同相比例運(yùn)算電路的基礎(chǔ)上，增加一個(gè)輸入支路，就構(gòu)成了同相輸入求和電路，如圖12.02所示。因運(yùn)放具有虛斷的特性，對(duì)運(yùn)放同相輸入端的電位可用疊加原理求得:圖12

運(yùn)算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測(cè)量其性能。但在開(kāi)環(huán)測(cè)量中，其開(kāi)環(huán)增益可能高達(dá)107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應(yīng)可能會(huì)在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。通過(guò)使用伺服環(huán)路，可以大大簡(jiǎn)化測(cè)量過(guò)程，強(qiáng)制放大器輸入調(diào)零，使得待測(cè)放大器能夠測(cè)量自身的誤差。圖1顯示了一個(gè)運(yùn)用該原理的多功能電路，它利用一個(gè)輔助運(yùn)放作為積分器，來(lái)建立一個(gè)具有極高直流開(kāi)環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開(kāi)關(guān)為執(zhí)行下面所述的各種測(cè)試提供了便利。圖1所示電路能夠?qū)⒋蟛糠譁y(cè)量誤差降至最低，支持精確測(cè)量大量直流和少量交流參數(shù)。附加的“輔助”運(yùn)算放大器無(wú)需具有比待測(cè)運(yùn)算放大器更好的性能，其直流開(kāi)環(huán)增益最好能達(dá)到106或更高。如果待測(cè)器件（DUT）的失調(diào)電壓可能超過(guò)幾mV，則輔助運(yùn)放應(yīng)采用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調(diào)電壓可能超過(guò)10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。）DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反。總電源電壓理所當(dāng)然是2 × V。該電路使用對(duì)稱電源，即使“單電源”運(yùn)放也是如此，因?yàn)橄到y(tǒng)的地以電源的中間電壓為參考。作為積分器的輔助放大器在直流時(shí)配置為開(kāi)環(huán)（最高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，并通過(guò)一個(gè)1000:1衰減器施加于DUT的同相輸入端。負(fù)反饋將DUT輸出驅(qū)動(dòng)至地電位。（事實(shí)上，實(shí)際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓，更精確地說(shuō)是該失調(diào)電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無(wú)關(guān)緊要，特別是考慮到測(cè)量期間此點(diǎn)的電壓變化不大可能超過(guò)幾mV）。測(cè)試點(diǎn)TP1上的電壓是施加于DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數(shù)十mV或更大，因此可以相當(dāng)輕松地進(jìn)行測(cè)量。理想運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓（Vos）為0，即當(dāng)兩個(gè)輸入端連在一起并保持中間電源電壓時(shí)，輸出電壓同樣為中間電源電壓?，F(xiàn)實(shí)中的運(yùn)算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調(diào)電壓，因此必須將此范圍內(nèi)的電壓施加于輸入端，使輸出處于中間電位。圖2給出了最基本測(cè)試——失調(diào)電壓測(cè)量的配置。當(dāng)TP1上的電壓為DUT失調(diào)電壓的1000倍時(shí)，DUT輸出電壓處于地電位。理想運(yùn)算放大器具有無(wú)限大的輸入阻抗，無(wú)電流流入其輸入端。但在現(xiàn)實(shí)中，會(huì)有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會(huì)在高阻抗電路中引起顯著的失調(diào)電壓。根據(jù)運(yùn)算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA(1 fA = 10–15 A，每隔幾微秒流過(guò)一個(gè)電子）至幾nA；在某些超快速運(yùn)算放大器中，甚至達(dá)到1 - 2 μA。圖3顯示如何測(cè)量這些電流。該電路與圖2的失調(diào)電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個(gè)串聯(lián)電阻R6和R7。這些電阻可以通過(guò)開(kāi)關(guān)S1和S2短路。當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)均閉合時(shí)，該電路與圖2完全相同。當(dāng)S1斷開(kāi)時(shí)，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調(diào)電壓上。通過(guò)測(cè)量TP1的電壓變化（=1000 Ib–×Rs），可以計(jì)算出Ib–。同樣，當(dāng)S1閉合且S2斷開(kāi)時(shí)，可以測(cè)量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時(shí)測(cè)量TP1的電壓，然后在S1和S2均斷開(kāi)時(shí)再次測(cè)量TP1的電壓，則通過(guò)該電壓的變化可以測(cè)算出“輸入失調(diào)電流”Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決于要測(cè)量的電流大小。如果Ib的值在5 pA左右，則會(huì)用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術(shù)，牽涉到Ib給低泄漏電容（用于代替Rs）充電的速率。當(dāng)S1和S2閉合時(shí)，Ios仍會(huì)流入100 Ω電阻，導(dǎo)致Vos誤差，但在計(jì)算時(shí)通?？梢院雎运?，除非Ios足夠大，產(chǎn)生的誤差大于實(shí)測(cè)Vos的1%。運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕見(jiàn)，但250，000到2，000，000的增益更為常見(jiàn)。直流增益的測(cè)量方法是通過(guò)S6切換DUT輸出端與1 V基準(zhǔn)電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件采用足夠大的電源供電，可以規(guī)定為10 V）。如果R5處于+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必須變?yōu)楱C1 V。TP1的電壓變化衰減1000:1后輸入DUT，導(dǎo)致輸出改變1 V，由此很容易計(jì)算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。為了測(cè)量開(kāi)環(huán)交流增益，需要在DUT輸入端注入一個(gè)所需頻率的小交流信號(hào)，并測(cè)量相應(yīng)的輸出信號(hào)（圖5中的TP2）。完成后，輔助放大器繼續(xù)使DUT輸出端的平均直流電平保持穩(wěn)定。圖5中，交流信號(hào)通過(guò)10，000:1的衰減器施加于DUT輸入端。對(duì)于開(kāi)環(huán)增益可能接近直流值的低頻測(cè)量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為1，000，000的頻率時(shí)，1 V rms信號(hào)會(huì)將100 μV施加于放大器輸入端，放大器則試圖提供100 V rms輸出，導(dǎo)致放大器飽和。）因此，交流測(cè)量的頻率一般是幾百Hz到開(kāi)環(huán)增益降至1時(shí)的頻率；在需要低頻增益數(shù)據(jù)時(shí)，應(yīng)非常小心地利用較低的輸入幅度進(jìn)行測(cè)量。所示的簡(jiǎn)單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過(guò)該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復(fù)雜的電路。運(yùn)算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模電壓變化導(dǎo)致的失調(diào)電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時(shí)，它一般在80 dB至120 dB之間，但在高頻時(shí)會(huì)降低。測(cè)試電路非常適合測(cè)量CMRR（圖6）。它不是將共模電壓施加于DUT輸入端，以免低電平效應(yīng)破壞測(cè)量，而是改變電源電壓（相對(duì)于輸入的同一方向，即共模方向），電路其余部分則保持不變。在圖6所示電路中，在TP1測(cè)量失調(diào)電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V和–2.5 V），并且兩個(gè)電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失調(diào)電壓的變化對(duì)應(yīng)于1 V的共模電壓變化，因此直流CMRR為失調(diào)電壓與1 V之比。CMRR衡量失調(diào)電壓相對(duì)于共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比（PSRR）則相反，它是指失調(diào)電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變（圖7）。所用的電路完全相同，不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計(jì)算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。為了測(cè)量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來(lái)調(diào)制電源電壓，如圖8所示。DUT繼續(xù)在直流開(kāi)環(huán)下工作，但確切的增益由交流負(fù)反饋決定（圖中為100倍）。為了測(cè)量交流CMRR，利用幅度為1 V峰值的交流電壓調(diào)制DUT的正負(fù)電源。兩個(gè)電源的調(diào)制同相，因此實(shí)際的電源電壓為穩(wěn)定的直流電壓，但共模電壓是2V峰峰值的正弦波，導(dǎo)致DUT輸出包括一個(gè)在TP2測(cè)量的交流電壓。如果TP2的交流電壓具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），則折合到DUT輸入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR為x/100 V，并且CMRR為該值與1 V峰值的比值。交流PSRR的測(cè)量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負(fù)電源，從而調(diào)制電源電壓的幅度（本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模電壓仍然保持穩(wěn)定的直流電壓。計(jì)算方法與上一參數(shù)的計(jì)算方法非常相似?？偨Y(jié)當(dāng)然，運(yùn)算放大器還有許多其它參數(shù)可能需要測(cè)量，而且還有多種其它方法可以測(cè)量上述參數(shù)，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數(shù)可以利用易于構(gòu)建、易于理解、毫無(wú)問(wèn)題的簡(jiǎn)單基本電路進(jìn)行可靠測(cè)量。

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PSRR，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

本文目錄一覽

1，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

2，求助帶隙基準(zhǔn)PSRR的提高方法

3，電源抑制比計(jì)算公式

4，LDO的PSRR怎么看

5，電源抑制比的PSRR

6，運(yùn)算放大器的測(cè)量

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PSRR，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

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1，什么是PSRR以及影響它的變量有哪些

2，求助 帶隙基準(zhǔn)PSRR的提高方法

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6，運(yùn)算放大器的測(cè)量